182/2009收稿日期：2008-12-10作者简介：杨志强（1982-），男，硕士研究生，主要研究方向为电力电子与能源变换。考价值。单周期控制的并网逆变器[7,8]可以等效为双并联的BUCK型逆变器，控制电路简单（复位积分器和一些逻辑器件），动态响应快，且开关损耗低，同一时间内，只有2个开关导通，大大减小了开关损耗。1单周期控制三相PWM并网逆变器建模单周期控制作用于单个开关管时（在Boost或Buck电路中），能够很好地体现单周期的基本思想。假设开关频率fs=1/T（sTs是开关周期）恒定[9]，开关管的工作过程可以用以时间t为自变量的开关函数k(t表示。（1）Ton是开关导通时间，并且Ton+Toff=Ts，模拟控制信号Vref(t调制占空比D=Ton/Ts。根据单周期控制思想，开关输入信号x(t与输出信号y(t的关系为：y(t=k(tx(t（2）假设开关频率fs高于输入信号x(t和模拟控制信号Vref(t的带宽频率，那么开关输出的有效信号为：（3）因此，可以通过调节占空比D(t，使每个周期开关输出斩波波形的积分值恰好等于控制信号的积分值，即：（4）从而实现每个开关周期开关输出量y(t的平均值等于参考量Vref(t的平均值。这样，利用开关能完全抑制输入信号和线性化后的控制信号Vref(t，使系统具有良好的可控性。利用基于单周期控制的三相PWM并网逆变器，可使输出电流与电网电压同相，减小无功功率的输出。为了简化推导过程做如下假设：电网电压为理想的三相电压源；各相的电感相等，即La=Lb=Lc=L；三相电路参数对称；开关频率远远大于工频；忽略开关器件的导通压降和开关损耗。图1是三相并网逆变器的主电路。图1三相并网逆变器主电路Fig.1Maincircuitofthree-phasePWMGCI为使单周期控制简便，三相逆变器在6个区间内等效为双并联Buck型逆变器，该6个区间是按每相电压的过零点来划分的。三相电压6个区间的划分如图2所示。图2三相电压6个区间划分Fig.2Sixregionsofthree-phasevoltage在第1区间[0°，60°]内，ia＞0，ib＜0，ic＞0，6个开关的动作如下：Sbn一直导通，同时Sbp、San和Scn一直关断，控制开关Sap和Scp，使相电流ia和ic跟踪各自的相电压Va和Vc。由于三相电压对称及Va+Vb+Vc=0，ia+ib+ic=0，ib将自动跟踪V[10,11]b，对于其他区间可以进行类似的分析。从以上分析可知，每一时刻只有2开关动作，极大地减小了开关损耗。在区间1内，逆变器可以解耦为并联的双Buck逆变器，其等效电路如图3所示。图3区间内逆变器等效电路Fig.3EquivalentcircuitofGCIintheregionof0°to60°由图3可以看出，开关Sap和Scp共有4种可变的开关状态：（1）Sap和Scp都导通；（2）Sap导通，Scp关断；（3）Sap关断，Scp导通；（4）Sap和Scp都关断。在一个开关周期内，只有2种可能的开关顺序，即（1）、（2）、（4）和（1）、（3）、4）。按（1）、（2）、（4）开关顺序时，开关占空比dap＞dcp；按（1）、（3）、（4）开关顺序时，开关占空比dap＜dcp。假设开关频率远远大于电网频率，以第一种开关顺序为例，在一个开关周期内，由于电感电压的平均值为零，可以推导出式（5）。（5）式中：E——逆变器直流侧电压。同理可以证明式（5）对于第二种开关顺序也是成立的。为了使功率因数接近1，电流和电压应该成比例，（它们之间的关系式可表示为：（6）式中：K1——最大电流的控制系数；K2——功率等级的控制系数。假设采样电阻为Rs，综合式（5）和式（6）可以得出：（7）式中：K=K1Rs；Vm=RsK2E，在每个周期内Vm是恒定的。当式（7）成立时，系统的功率因数为1。式（7）可以在单周期控制下成立（图4），用时钟信号同时置位2个RS触发器，2个R端输入信号分别是：电流信号与斜坡信号及电流信号的比较信号，以与斜坡信号的比2基于Matlab的三相PWM并网逆变器的建模图5是基于MatlabSimulink/PCB建立的三相PWM并网逆变器主电路的仿真模型。图中基本参数为：电网相电压的幅值为220V，频率为50Hz，直流侧电压Udc为逆变器输出电感（La，均为2mH，滤波电容600V，Lb，Lc）采样电阻Rs=0.1Ω。C=2μF，图5三相PWM并网逆变器主电路的仿真模型Simulationmodelofthree-phasePWMGCI，且都为低电平。较信号（积分常数τ等于开关周期Ts）此时2个触发器的输出端Qap和Qcp为高...